Zesilovače - teorie podla Pavla
Dudka
Předkládám Vám zde poněkud obsáhlejší pojednání, které jak věřím
Vám pomůže blíže pochopit problematiku navrhování a konstrukce moderních
výkonových zesilovačů, nebo alespoň snadnější orientaci na trhu těchto
přístrojů.
( Pavel Dudek, listopad 1997
)
Základní parametry zesilovače
výkonu
Výstupní výkon
Otázku, jaký výkon zesilovače zvolit je
nutno upřesnit o požadavek, jak "věrnou" reprodukci potřebujeme, jinými slovy,
jakého maximálního akustického tlaku v daném poslechovém prostoru potřebujeme
dosáhnout.Chceme-li např. reprodukovat symfonický orchestr v plné dynamice, musí
být reprodukční řetězec schopný dodat maximální akustický tlak asi 115 až 120 dB
a totéž samozřejmě platí i pro reprodukci hudby populární (hlavně její rockové
formy). Protože jsou známy typické citlivosti reproduktorových soustav, tj. asi
85 až 90 dB/1 W pro "domácí" soustavy, asi 95 dB/1 W pro kvalitní studiové
soustavy a asi 100 až 105 dB/1 W pro ozvučovací soustavy, lze snadno spočítat
nutné výkony. Potřebné výstupní výkony jsou proto asi 100 až 200 W pro první
případ, 30 až 50 W pro druhý a 10 až 20 W pro třetí. Údaje platí pro vzdálenost
1 m a protože platí, že akustický tlak klesá se čtvercem vzdálenosti, musíme
druhý i třetí případ brát jen teoreticky, neboť zde bývají poslechové
vzdálenosti větší a zesilovač musí být proto patřičně výkonnější.
Zesilovače
o výkonu 100 W/kanál lze proto považovat pro špičkovou domácí reprodukci jako
naprosté minimum. Některým z Vás to může připadat jako přehnaný požadavek, je
třeba si ovšem uvědomit, jaká je dynamika běžné "hudební konzervy". Při normálně
komprimované nahrávce jsou dynamické špičky signálu zpravidla asi 10 až 15 dB
nad střední úrovní záznamu. U digitálního záznamu, který má větší využitelnou
dynamiku, mohou být tyto špičky i vyšší (záznam není třeba tolik komprimovat).
Bude-li tedy 100 W zesilovač schopen tento signál přenést bez limitace, bude
střední hodnota výstupního výkonu jen asi 1 W! Vybavíte-li zesilovač indikátorem
limitace, který bude detekovat i velmi krátké špičky, budete překvapeni, při jak
malé subjektivní hlasitosti bude u zesilovače 100 W indikovat. Požadavek
přenesení velké dynamiky signálu vede proto ke konstrukcím zesilovačů o výkonu
300 až 500 W na kanál, nebo zesilovačů speciálně řešených tak, aby jejich
hudební výkon byl 3 až 5 krát větší než výkon jmenovitý.
Zkreslení
Žádný zesilovač není
ideální, každý více či méně zkresluje. Zkreslení jsou různého druhu a na každé z
nich je lidské ucho jinak citlivé. Nejméně citlivé je na zkreslení tvarové
(harmonické), záleží ovšem nejen na absolutní velikosti tohoto zkreslení, ale i
na poměru jednotlivých harmonických složek. Zdá se, že ucho není příliš citlivé
na nižší harmonické kmitočty (2. a 3. h.k.), neboť je vnímá jako “přirozený“
signál, což někdy vede při poslechovém testu k paradoxní situaci, že zesilovač
takto zkreslující je hodnocen lépe než zesilovač se zkreslením třeba o jeden až
dva řády nižším. Zesilovače elektronkové, mající zpravidla tento druh zkreslení
dominantní, bývají proto často hodnoceny jako “muzikální“ a “teple znějící“, což
ovšem nemá s “věrnou“ reprodukcí nic společného.
Vyšší harmonické vnímá ucho
již výrazněji a libé mu nejsou, proto zesilovač, který zkresluje spíš vyššími
harmonickými, je poslechově hodnocen hůře než jeho protivník, jehož zkreslení je
sice třeba absolutně větší, je ale tvořeno nižšími harmonickými.
Zkreslení
intermodulační – zpracovává-li více kmitočtů naráz (což je samozřejmě případ
hudby), dochází vlivem nelinearity zesilovacích součástek ke směšování (sčítání
a odečítání)) těchto kmitočtů. Výsledné produkty nemají harmonický charakter a
ucho je vnímá proto velmi citlivě.
Zkreslení přechodové – vzniká u
zesilovačů třídy B a AB. Nemá harmonický charakter a protože bývá zpravidla
dominantní složkou zkreslení, je na ně ucho velmi citlivé. Popis vzniku uvedu
dále. Podobný charakter má, subjektivně vnímáno, i zkreslení při “lehké“
limitaci výstupního signálu.
Zkreslení tranzientní – vzniká u vícestupňových
zesilovačů (což jsou vlastně všechny výkonové zesilovače), svázaných celkovou
zpětnou vazbou, když při návrhu zapojení nebyla respektována různá rychlost
jednotlivých zesilovacích součástek. Přesný popis vzniku uvedu dále.
Rychlost přeběhu (Slew rate – SR)
Rychlost
přeběhu zesilovače vyjadřuje maximální dosažitelnou změnu velikosti výstupního
napětí za danou časovou jednotku. Bývá zpravidla udávána ve voltech za
mikrosekundu. Tento údaj vlastně nepřímo vyjadřuje výkonovou šířku pásma
zesilovače, případně i fázový posuv na horním konci přenosové charakteristiky.
Obecně platí, že čím má zesilovač větší výkon, neboli čím je větší výstupní
napětí, tím by měl mít rychlost přeběhu větší.
Odstup
Zavedení digitálního záznamu, zvláště
pak jeho dosažené odstupy, si vynutilo zvýšenou pozornost na tento parametr i u
výkonových zesilovačů. Protože ale nominální citlivosti těchto stupňů nebývají
veliké, nečiní dosažení srovnatelného odstupu zpravidla potíže. Při vlastním
konstrukčním návrhu jsou nejčastěji problémy s odstupem brumu, ať již
indukovaným nebo vzniklým díky zemním smyčkám. Zásady správného návrhu popíšu
dále.
Vstupní impedance
Vstupní impedance
výkonových zesilovačů se postupně během let snižovala. Původní velikosti řádu
stovek kiloohmů až jednotek megaohmů se ukázaly jako zbytečně velké a
přinášející spíše problémy (zesilovač je více citlivý na indukovaný brum a
průnik vysokofrekvenčního signálu). Nynější typické hodnoty jsou proto řádu
jednotek až desítek kiloohmů (doporučená hodnota IEC je 10 kohm), v některých
případech i menší (až 50 ohm). Souvisí to se zkvalitňováním předzesilovacích
stupňů, zejména se zavedením monolitických operačních zesilovačů, jejichž
výstupní impedance je velmi malá a není proto problém, aby pracovaly do malé
zátěže.
Výstupní impedance
Výstupní impedance
moderních zesilovačů je velmi malá, typicky až jednotky miliohmu. Výrobci je
někdy uváděna jako faktor tlumení (damping factor), což je vyjádření poměru mezi
výstupní a zatěžovací impedancí. Je kmitočtově závislá, směrem k vyšším
kmitočtům se zvětšuje.
Druhy provozu, třídy
zesilovačů
Základním druhem provozu zesilovače je třída A, kdy je
pracovní bod zvolen tak, aby klidový proud koncového stupně byl roven
maximálnímu výstupnímu proudu. Výstupní součástky proto pracují s velkou trvalou
ztrátou, účinnost zesilovače je malá, což je ovšem jeho jediná nevýhoda. V tomto
pracovním režimu zcela odpadá přechodové zkreslení, výkonové součástky pracují v
oblasti velkých proudů, mají proto dobrou linearitu a jejich vlastní zkreslení
je proto malé. Napájecí napětí v závislosti na vybuzení nekolísá, budící stupeň
může mít stabilizované napájení, což je výhodné z hlediska odstupů a zkreslení.
Zesilovače takto řešené jsou ovšem velmi nákladné, neboť musí mít podstatně více
dimenzované síťové transformátory a mnohem větší filtrační kapacity ve zdroji.
Mnohem rozměrnější (a tím i dražší) musí být i použité chladiče. Tato koncepce
zvítězila proto jen u těch opravdu nejdražších přístrojů.
Mnohem lepší
účinnost mají zesilovače pracující ve třídě B, popřípadě AB. Nevýhodou je ovšem
vznik přechodového zkreslení, jehož eliminace je velmi obtížným problémem.
S
elegantním řešením, které spojilo výhody třídy A (přechodové zkreslení) a třídy
B (účinnost), přišla před asi patnácti lety firma Treshold. Jejich koncepci,
nazývanou třída A+, nebo také Stasis, převzaly po zakoupení licence (asi velmi
drahé) i firmy Technics a Nakamichi. Princip zapojení (obr. 1) je v podstatě
velmi jednoduchý.
V zesilovači jsou dva zdroje napájecího napětí. Velkým
napětím je napájen napěťový zesilovač prvního stupně a výkonový zesilovač
druhého stupně. Malým napětím je napájen proudový zesilovač (výstupní obvody)
prvního stupně. Zdroj malého napětí nemá uzemněný střed, který je místo toho
zapojen na výstup druhého výkonového zesilovače. Zesilovač proudu pracuje ve
třídě A, nemá proto přechodové zkreslení, ale protože je napájen jen malým
napětím, je ztrátový výkon malý. Střed zdroje malého napětí je soufázově se
vstupním signálem “posouván“ výstupem druhého výkonového zesilovače, který
pracuje v třídě B, jinými slovy, zdroje malého a velkého napětí jsou vlastně
zapojeny do série, takže výstupní napětí prvního zesilovače je stejné jako
výstupní napětí zesilovače druhého a není limitováno malým napájecím napětím
proudového zesilovače. Podmínkou je ovšem zcela přesná fázová charakteristika
obou zesilovačů. Výsledkem je jen nepatrně zhoršená účinnost oproti třídě B,
nevýhodou je větší složitost zapojení a větší (vlastně dvojnásobné) náklady.
Většímu rozšíření (kromě cenových důvodů) pravděpodobně zabránila licenční
politika autorské firmy.
Jinými způsoby řešení eliminací přechodového
zkreslení se zabývali především japonské firmy. Principy zpravidla spočívaly v
zavedení lokálních zpětných vazeb, kladných, záporných i kombinovaných, měnících
klidový proud nesymetricky v obou větvích zesilovače. Problematika je dosti
složitá, nebudu se o ní podrobněji rozepisovat (ostatně se ani necítím
dostatečně znalým).
Za nejlepší princip osobně považuji obvodové řešení v
angličtině označované jako “error correction“, jehož autor není Japonec, ale
Angličan, pan Hawksfort. Jeho články a myšlenky jsou vždy naprosto dokonalé a
doporučuji proto se na toto jméno v dostupné literatuře soustředit. Chybová
korekce spočívá v použití lokální zpětné vazby, eliminující přechodové zkreslení
v samotném místě jeho vzniku, tj. ve výstupním a budícím obvodu. Popisované
řešení je natolik účinné, že zmenší toto zkreslení minimálně o jeden řád.
Požadavek zvětšení hudebního výkonu vedl ke konstrukcím zesilovačů
označovaných jako třída G. Princip je odvozen ze statického vyhodnocení
přirozeného hudebního signálu, jinými slovy vyhodnocení poměru střední a
špičkové úrovně, případně časovým rozložením špičkových úrovní. Vychází se při
něm z poznatku, že špičky “ční“ ze signálu poměrně osamoceně a že je proto
zbytečné zesilovač dimenzovat na sinusový výkon jejich úrovně, když střední
hodnota je mnohem nižší. Zesilovač je proto řešen tak, že jeho koncové
tranzistory jsou zapojeny do série a do série jsou zapojeny i napájecí zdroje (v
každé větvi). Při malých výstupních úrovních je energie čerpána ze zdroje s
nižším napětím a výstupní proud prochází jen spodním tranzistorem. Při vyšším
výstupním napětí se otevře i tranzistor horní a energetická špička je čerpána ze
zdroje vyššího napětí. Tento zdroj musí mít proto velkou filtrační kapacitu
(akumulátor energie), ale vinutí napájecího transformátoru může mít jen malý
průřez, neboli velký vnitřní odpor. Prodleva mezi špičkami je dost velká, proto
dovolí znovu nabít filtrační kondenzátor. Síťový transformátor může proto být
malý a laciný. Při přechodu do sepnutí vyššího napájení vzniká ale bohužel jisté
zkreslení, které je podobné zkreslení přechodovému. Není sice tak slyšitelné,
neboť je maskováno větší úrovní, ale právě z tohoto důvodu zesilovače řešené
popsaným způsobem do vyšší kategorie nepronikly. Ze známých firem používá tento
princip například firma Carver, která navíc používá v napájecím zdroji ještě
jednu “fintu“, o které se ale zmíním dále.
Posledním řešením je spínací
zesilovač se šířkovou modulací. Princip je myslím dostatečně znám, nebudu jej
proto popisovat. Výhodou je vysoká energetická účinnost a ní plynoucí malé
rozměry přístrojů, čehož se s výhodou využívá u mobilních ozvučovacích aparatur.
Nevýhodou jsou problémy s dostatečným odstíněním vf vyzařování, které tyto
přístroje produkují, případně i relativně velké zkreslení na vysokých
kmitočtech. Princip bude pravděpodobně v budoucnosti dále rozvíjen, až budou k
dispozici výkonové spínače s ještě kratšími spínacími časy.
Vlastní obvodová řešení
Výkonový zesilovač má
zpravidla blokové schéma na obr. 2.
Prvním stupněm je vstupní zesilovač, řešený zpravidla
jako diferenciální, druhým stupněm je napěťový zesilovač, dalším obvod pro
nastavení a stabilizaci klidového proudu koncového stupně. Následuje pojistka
pro omezení maximálního výstupního proudu a konečně vlastní zesilovač proudu.
Celý zesilovač je pak svázaný napěťovou nebo proudovou zpětnou vazbou.
Vstupní zesilovač
Hlavní požadavky na vstupní
zesilovač výkonového stupně jsou zhruba následující: dobrá linearita a potlačení
soufázové složky, vysoká rychlost, teplotní stabilita. Z běžných zapojení těmto
požadavkům nejlépe vyhoví diferenciální zesilovač osazený bipolárními
křemíkovými tranzistory s velkým zesilovacím činitelem, o něco méně vhodné jsou
tranzistory řízené polem a to ještě jen ty typy s velkou strmostí.
Linearita
diferenciálního zesilovače osazeného moderními křemíkovými tranzistory zpravidla
vyhovuje, ale pro opravdu nejvyšší nároky lze tento parametr vhodným zapojením
dále vylepšit, jak je velmi podrobně popsáno v [3].
Pro dobrou rychlost
tohoto stupně volíme vhodný pracovní bod neboli spíše větší pracovní proud
(řádově jednotky mA). Zvětšuje se tím zpravidla i šum, ale to při dané
citlivosti výkonového zesilovače moc nevadí.
Mnoho moderních výkonových
zesilovačů používá tzv. celosymetrické zapojení, tj. zesilovací řetězec není
komplementární jen ve výstupní a budící části, ale i v předchozích stupních.
Toto řešení má jednu velkou výhodu. Vstupní rozkmitové stupně pracují sice s
tranzistory komplementárními a jsou proto z hlediska ss napětí zapojeny v sérii,
protože ale pracují v třídě A, z hlediska střídavého signálu pracují paralelně.
Použijeme-li proto na patřičných zrcadlových místech součástky se stejnými
parametry, bude tímto způsobem velmi dobře potlačeno vzniklé zkreslení, neboť to
se sečtením signálu obou větví vyruší.
Jako vstupní zesilovač je možné
použít i dobrý monolitický operační zesilovač. Zdůrazňuji dobrý zesilovač, s
vlastním zkreslením řádu tisícin procenta a menším.
Napěťový zesilovač
Úkolem napěťového
zesilovače je zesílení vstupního napětí na úroveň potřebnou k plnému otevření
výkonových tranzistorů. Musí být navržen tak, aby měl dobrou linearitu, vysokou
rychlost přeběhu a malou výstupní impedanci. Spolu se vstupním zesilovačem musí
mít tento stupeň vysoký zisk naprázdno, případně i velkou šíři přenášeného
pásma. Podmínku vysokého zisku naprázdno lze snadno splnit na nízkých
kmitočtech. Se zvyšováním kmitočtu ovšem narůstají problémy. Zatěžovací
impedance následujícího stupně nemá pouze reálnou složku, ale také velkou složku
kapacitní (kapacita přechodů BE, kapacita plošných spojů). Současně se začnou
uplatňovat i zpětnovazební (Millerovy) kapacity samotného napěťového zesilovače.
Výsledkem je postupný pokles zisku směrem k vyšším kmitočtům; rezerva smyčky
záporné zpětné vazby se začne zmenšovat a narůstá proto zkreslení.
Nesmírně
důležitým parametrem kvalitního nf zesilovače je jeho chování v limitaci. Tuto
problematiku musíme probrat detailněji., neboť si osobně myslím, že to je jedna
z hlavních příčin, proč jsou mezi zesilovači zjistitelné poslechové rozdíly..
Vycházejme z předpokladu, že každý výkonový zesilovač občas pracuje v
limitaci. Co se v té chvíli stane: Zesilovač je sestaven z několika funkčních
celků, které mají různý mezní kmitočet. Vstupní a rozkmitové stupně jsou osazeny
tranzistory s mezním kmitočtem o jeden až dva řády vyšším než mají tranzistory
výkonové. Při limitaci ve vnitřní struktuře zesilovače začne zpravidla nejprve
limitovat výkonový stupeň. Protože tím okamžitě ztratí schopnost řízení,
zesilovač se začne chovat tak, jako by byla rozpojena zpětná vazba. Zesílení se
prudce zvětší, do limitace se dostane i rozkmitový stupeň, jehož bázový přechod
je nyní buzen předchozím stupněm do hluboké saturace, do hluboké saturace se
proto dostane i výkonový stupeň. V okamžiku, kdy se změní polarita vstupního
signálu, jsou bázové přechody všech stupňů přesyceny nosiči nábojů, jejichž
rekombinace je ale různě dlouhá, z limitace se nevracejí ve stejný okamžik a
nejdelší dobu to trvá právě výkonovému tranzistoru. Tento jev lze částečně
potlačit vnitřní kmitočtovou kompenzací rozkmitového stupně a to buď přímo v
něm, nebo zavedením zpětné vazby přímo do vstupního zesilovače. Tento způsob
není ale nikdy dokonalý a navíc, což je velmi špatné, zmenšuje zisk naprázdno na
vysokých kmitočtech, čímž prudce vzrůstá zkreslení. Saturace ve vnitřní
struktuře zesilovače se projeví oním typickým “odtržením“ a zákmity při odběhu z
limitace. Toto zkreslení nemá harmonický charakter, perioda zákmitu je dána
dobou rekombinace a velikostí různých vnitřních kapacit, lidské ucho je na ně
proto velmi citlivé. Subjektivně si ani nemusíme uvědomovat, že zesilovač
limituje, vždyť “máme k dispozici tak velký výkon a hrajeme tak potichu“, ale
opak je pravdou – viz úvod (při velmi malých hlasitostech se uplatní zase
přechodové zkreslení, ale o tom až dále).
Osobně si myslím, že proto se tak
líbí elektronkové zesilovače, neboť zde se popsaný jev zdaleka tak neuplatní.
Tyto zesilovače pracují s podstatně menším ziskem naprázdno, všechny stupně jsou
přibližně stejně rychlé a je jich méně. Polem řízené prvky nemají saturaci, mají
proto velmi krátké rozpínací časy. Převodní charakteristika elektronek je v
kraji navíc velmi zakřivená, limitace není proto ostrá, ale zakulacená, což má
ucho rádo. Také výstupní transformátor nepřenáší dobře vysoké kmitočty, čímž se
tento jev dále potlačí.
Nepochopení problematiky vede nyní různé výrobce k
tomu, aby konstruovali zesilovače s malým ziskem naprázdno a z toho plynoucí
malou nebo i žádnou celkovou zpětnou vazbou. Protože se od elektronkových
zesilovačů jaksi odvodilo obecné povědomí, že “malá vazba = pěkný zvuk“, uvádějí
to výrobci i u takto řešených zesilovačů tranzistorových, což i patřičně v
reklamě zdůrazňují. Pravda je ovšem ta, že tyto zesilovače mají díky tomu o
jeden až dva řády větší základní zkreslení a i další nectnosti, jako například
špatnou stejnosměrnou stabilitu.
Řešení problematiky je po pochopení
problému prosté a elegantní. Je totiž nutné zabránit saturaci výstupních
tranzistorů, případně potlačit hlubokou saturaci rozkmitového stupně. Saturaci
koncového stupně můžeme zabránit dvěma způsoby. Prvním je napájet je vyšším
napětím než stupně předchozí, druhým (který je v podstatě jen variantou prvního)
zkonstruovat zesilovač tak, aby limitoval dříve stupeň rozkmitový. Snazší a
lacinější je druhý způsob. Oba způsoby sice nepatrně zhorší účinnost, ale to
prakticky vůbec nevadí.
Potlačení saturace rozkmitového stupně lze elegantně
vyřešit zavedením nelineární zpětné vazby, jak je naznačeno na obr. 3.
Při malých úrovních výstupního signálu se dioda v
obvodu nijak neuplatní (jen její parazitní kapacita, ale ta je zanedbatelně
malá). Ve chvíli, kdy se ale kolektorové napětí T3 přiblíží napětí UB , dioda se
otevře a zesílení se téměř skokově zmenší. Stejnou měrou se zmenší i zesílení
celého zesilovače, nedojde proto k saturaci ani následujícího stupně. Výsledkem
jsou zcela perfektní průběhy při odběhu, navíc ještě je limitace podobná
přístrojům elektronkovým, neboť dioda má v propustné směru charakteristické
“koleno“.
Během let jsem vyzkoušel mnoho variant vstupních a rozkmitových
obvodů, nesymetrických i symetrických. Nesymetrická řešení jsem nakonec opustil,
neboť při opravdu detailním zkoumání zjistíte, že nemají symetrické náběžné
hrany v obou půlperiodách (zesilovač nemá symetrický SR), což je způsobeno
různým vlivem zpětnovazební (Millerovy) kapacity při měnícím se kolektorovém
proudu rozkmitového stupně.
Nejlepší řešení jsem nakonec nalezl v [4],
případně v [5] a [6]. Zapojení z uvedených publikací jsem ještě dále vylepšil o
výše zmíněnou nelineární zpětnou vazbu, takže výsledkem je podle mého názoru
zcela špičkový vstupní a rozkmitový stupeň.
Základní zapojení ukazuje obr. 4.
Pracovní body tohoto stupně vypočteme následovně:
1) zvolíme proud I0 (např. 2 mA)
U1 = (I0/2) * R1
U2 = (I0/2 + I2) * R2
ze vztahu U1 = U2 plyne: R1/R2 = (I2 + I0/2) /
(I0/2) = I2 + 1
Zvolíme-li např. pracovní proud I2 = 10 mA, vyplývá
z toho, že R1/R2 = 10 + 1, nebo-li R2 = R/11.
Proud I2 volíme jako kompromis
mezi dobrou linearitou a nízkou výstupní impedancí na jedné straně a ztrátovým
výkonem T4 na straně druhé. Poměr proudů I1 ku I2 volíme asi 1 : 5 až 1 : 10
(podle toho volíme odpor rezistoru R3). Odpor rezistoru R1 volíme tak, aby
napětí UCE tranzistoru T3 bylo asi 3 V.
Tranzistor T3, zapojený jako emitorový sledovač,
zmenšuje zatížení kolektorového obvodu T1 (zvětšení zisku naprázdno). Tento
stupeň musí být osazen velmi rychlím tranzistorem, z našich typů vyhoví
prakticky všechny spínací typy KSY, i když zapojení samozřejmě pracuje i s
tranzistorem KC (BC). Na místě T4 je vhodné použít rychlé vysokonapěťové "video"
transistory, např. KF469/KF470, BF469/BF470 nebo BF471/BF472 atd..
R4C1 v
kolektorovém obvodu T1 poněkud zmenšuje zisk zesilovače na velmi vysokých
kmitočtech a zlepšuje proto jeho stabilitu. Stejnou funkci mají C2, C3 a C4.
Jejich kapacita je ovšem oproti běžně používaným několikanásobně menší, ale
zesilovač je přesto velmi stabilní (díky antisaturačním diodám).
Antisaturační obvod jsem dále vylepšil přidáním D1 a D2 (na jejich místě je
možné použít jedinou LED-červenou). Jejich použitím se posune otevření D3, což
dovede funkci tohoto obvodu k naprosté dokonalosti.
Výstupní obvody
Úkolem výstupního obvodu je
výkonové zesílení napětí dodávaného rozkmitovým stupněm. Nároky na tuto část
zesilovače jsou značné. Výkonové součástky musí pracovat s velkými proudy i
napětím, navíc ve velkém rozsahu teplot. Probereme si nyní podrobněji vlastnosti
všech součástek, použitelných na tomto místě.
Elektronky
Elektronky mají sice jisté výhody
(viz předchozí statě), mají ale jednu velikou nevýhodu. Díky relativně malé
emisní ploše katody je jejich maximální anodový proud malý, což vede při
standardních zatěžovacích impedancích k nutnosti paralelního řazení více systémů
nebo k použití výstupního transformátoru. Vyrobit ovšem transformátor velkého
výkonu s dobrou přenosovou charakteristikou řádu řádu desítek kilohertz je velmi
obtížný problém. Další nevýhodou je neexistence “komplementárního prvku“ a malá
účinnost zesilovače jako celku (velké žhavící příkony).
Bipolární výkonové tranzistory
Bipolární výkonové tranzistory jsou nejčastěji používanými součástkami.
Sortiment vyráběných typů je nesmírně široký a neklade proto prakticky žádná
omezení, samozřejmě kromě cenových. Špičkové typy mají ztrátový výkon 150 až 250
W, závěrné napětí 200 V i více, povolený kolektorový proud 20 až 30 A a mezní
kmitočet až 50 MHz.
Nevýhodou bipolárních tranzistorů je jejich kladný
koeficient kolektorového proudu v závislosti na teplotě při konstantním napětí
UBE.Tuto závislost je nutné při vlastním návrhu respektovat, což vede k použití
různých teplotních vazeb, bez nichž je zesilovač většího výkonu zcela jistě
autodestrukční (klidový proud se zvětšuje až do samotného zničení tranzistoru).
Další nevýhodou je relativně malá bezpečná pracovní oblast (safe operating area
– SOAR). Tento parametr uvádějí výrobci u každého konkrétního typu tranzistoru a
podle něho lze určit maximální proudové zatížení při určitém napětí UCE ,
případně i jeho časové omezení. Z grafu typického výkonového tranzistoru lze
vyčíst, že při velkých napětích UCE je povolený kolektorový proud menší, než by
odpovídalo prostému výpočtu odvozenému z katalogové kolektorové ztráty. Proč
tomu tak je: vlivem nehomogenity ve vnitřní struktuře se zvětšuje v místech
lepší vodivosti proudová hustota. Díky kladnému teplotnímu koeficientu má v
těchto místech proces tendenci proběhnout lavinovitě, čímž se tranzistor zničí.
Rychlost procesu se zvětšuje se zvyšováním napětí UCE , případně koreluje s
délkou trvání proudového impulsu. Zesilovače středního a většího výkonu, tedy
obvody pracující s vyšším napětím, se musí proto navrhovat i s ohledem na tento
parametr (volba typu výkonového tranzistoru), jinak řečeno, musíme výkonové
tranzistory zdánlivě velmi předimenzovat nebo použít modernější typy s
vylepšenou SOAR.
Další problém vyplývá ze samotné podstaty tranzistoru. Aby
obvodem kolektor-emitor protékal proud, musí být v přechodu BE přítomny nosiče
náboje. V okamžiku odpojení řídícího napětí BE nosiče náboje rekombinací
zaniknou. Tento proces není okamžitý, má jistou časovou prodlevu, která je
úměrně delší, je-li přechod saturován (je-li přítomno více nosičů než odpovídá
okamžitému kolektorovému proudu). Ve výkonovém zesilovači se tento jev uplatňuje
velmi negativně. Při dvojčinném zapojení protéká proud střídavě z obou větví
napájecího zdroje přes výkonové tranzistory do zátěže. V okamžiku průchodu nulou
by se měl právě funkční tranzistor uzavřít, díky popsanému jevu ale zůstává
ještě pootevřený a protože se začíná otevírat tranzistor opačné větve, proud
neprotéká jen do zátěže, ale i do druhé větve napájecího zdroje (tzv. příčný
proud). Zdroj je více zatěžován než odpovídá odevzdanému výkonu zátěži, tento
rozdíl se musí rozptýlit ve výkonových tranzistorech, neboli klesá účinnost
zesilovače. Na nízkých kmitočtech řádu jednotek kilohertzů se jev příliš
neuplatní, ale již od asi 10 kHz je jasně patrný. Při buzení zesilovače signálem
o velmi strmých náběžných hranách nebo při buzení do silné limitace (nemá-li
zesilovač antisaturační obvod), kdy může být rekombinační čas delší než náběžná
čí sestupná hrana impulsu, může příčný proud způsobit i zničení zesilovače.
Tranzistory VMOS
Nejmodernějšími součástkami
používanými ve výkonových zesilovačích jsou tranzistory řízené polem. Jejich
vlastnosti jsou v mnoha ohledech výhodné, ale protože se stále znovu a znovu v
různých publikacích dočítám spoustu “pověr“, vyplývajících zpravidla z autorovi
nezkušenosti, pokusím se jejich parametry popsat podrobněji.
Hlavní
předností těchto součástek je vysoká vstupní impedance řídící elektrody. Tato
vlastnost, vyplývající ze samotné funkce a výrobní technologie, platí ovšem jen
pro statická měření, případně pro nízké kmitočty. Jejich vstupní impedance nemá
ale jen složku reálnou, ale i poměrně velkou složku kapacitní. Interní struktura
výkonového tranzistoru MOSFET obsahuje obrovské množství paralelně spojených
malých tranzistorů. Po sečtení vstupních kapacit je typická celková kapacita GS
stowattového latelárního tranzistoru vodivosti N asi 600 pF a asi 1000 pF u
vodivosti P, neboť tyto typy potřebují na dosažení přibližně stejných parametrů
větší plochu vlastního čipu. Modernější tranzistory vyráběné technologií HEXFET
mají vstupní kapacity ještě větší, přibližně dvoj až trojnásobně (při stejné
ztrátě PD). Řídící plochy všech “minitranzistorů“ jsou spojeny napařenými
vodivými cestami, jejichž tloušťka je ale velmi malá a vlastní odpor je proto
relativně velký. U “klasických“ tranzistorů, jistě všem dobře známých, typu
2SK134/2SJ49 (Hitachi), je například tento odpor asi 60 Ohm, u modernějších
typů, vyráběných jinou technologií (BUZ, KUN, IRF aj.), je to asi 20 Ohm. Tento
odpor spolu se vstupní kapacitou GS rozhodující měrou určují spínací a rozpínací
časy těchto tranzistorů.
Chceme-li proto úplně využít rychlosti těchto
součástek, musí být budící stupeň schopen dodat poměrně velký proud. Uvedeme si
jednoduchý příklad: Chceme nabít kondenzátor 1000 pF (přibližný ekvivalent VMOS
s P kanálem) na napětí 30 V (což je špičková velikost výstupního napětí
zesilovače 60 W na zátěži 8 Ohm) při kmitočtu 40 kHz.
Potřebujeme proud: I = SR * C
Kde SR = w * Ušpič. a C je nabíjená
kapacita.
Vypočteme SR: SR = 2 * p * 40 * 103 * 30 = 7,5 V/µSec
Potřebný proud je proto: I = 7,5 * 105 * 1000 * 10-12 = 7,5 mA
Vypočtený proud, případně rezervu schopnosti jeho dodání budícím
stupněm, musíme ještě asi pětinásobně zvětšit pro dosažení malého zkreslení.
Z příkladu je vidět, že budící stupeň musí být schopen dodat proud bezmála
srovnatelný s proudem pro buzení bipolárních tranzistorů. Tento fakt obzvláště
vynikne u zesilovačů větších výkonů, kde je použito paralelní řazení tranzistorů
FET a kde je vyšší napájecí napětí. Využijeme-li ovšem plně dosažitelné
rychlosti těchto součástek, velmi se zvětší náchylnost k nestabilitám a
oscilacím, čehož se, jak se zdá, někteří výrobci obávají. Problém oscilací je
výkonových “fetů“ značný. Je zapříčiněn vlastní rychlostí a velkou vstupní
impedancí, takže se mnohem více uplatňují různé kapacitní vazby na desce s
plošnými spoji a indukčnost přívodů k elektrodám, nicméně problém při dodržení
jistých konstrukčních zásad lze vyřešit.
Dalším důležitým parametrem je
odpor DS v sepnutém stavu, tj. tehdy, má-li napětí UGS maximální velikost
garantovanou výrobcem. Tento odpor je u starších typů asi 1 až 2 ohmy
(2SK134/2SJ49k), u novějších typů je to asi 0,05 až 1 ohm. Velikost tohoto
odporu ovlivňuje (zmenšuje) účinnost zesilovače, což je výrazně patrné obzvláště
u starších typů a nižších zatěžovacích impedancích (4 až 2 ohmy). Například
je-li RDSON = 1 Ohm, vzniká průtokem proudu 5 A úbytek 5 V, nebo-li ztráta činní
25 W. Dobrý bipolární tranzistor má úbytek napětí kolektor-emitor při tomto
proudu asi 1 V, nebo-li ztrátu jen 5 W. Důsledkem tohoto jevu je to, že
zesilovač osazený tranzistory VMOS musíme napájet (pro dosažení stejného výkonu)
vyšším napětím, musí mít více dimenzovaný napájecí zdroj a větší chladiče.
Nejvíce “pověr“ panuje kolem teplotní závislosti proudu IDS při konstantním
napětí UGS. Zpravidla je možné se dočíst, že tento koeficient je záporný,
nebo-li, že se stoupající teplotou proud IDS klesá. Skutečnost je ale jiná: Při
malých proudech je koeficient kladný a teprve při větších, a u některých typů
velmi velkých, je záporný. Optimální jsou v tomto ohledu klasické typy Hitachi,
neboť mají nulový koeficient při proudu IDS asi 100 mA, což velmi usnadňuje
vlastní konstrukci a jsou stále proto ve velké oblibě. Novější typy jiných
firem, vyráběné technologií HEXFET (BUZ, KUN, IRF a nové Hitachi) mají nulový
koeficient při proudu 3 až 5 A (tranzistory s PD = 75 W), případně 15 až 25 A
(PD = 150 W). Při použití novějších typů musíme proto zavést stejnou teplotní
vazbu jako u bipolárních tranzistorů.
Protože je ale u všech typů teplotní
koeficient při velkých proudech záporný, nenastává u nich lokální přehřátí jako
u bipolárních tranzistorů, je lepší SOAR a tranzistory můžeme impulsně více
zatěžovat. Tento fakt, spolu s relativně velkým RDSON , hlavně u starších typů,
vede k velmi jednoduchým konstrukcím proudové pojistky, která spočívá pouze v
omezení velikosti řídícího napětí UGS Zenerovou diodou. Novější typy musí mít
ovšem proudovou pojistku řešenou stejně jako bipolární tranzistory, neboť jejich
RDSON je již velmi malý.
Velkou výhodou “fetů“ jsou velmi krátké spínací a
rozpínací časy, neboť se jedná o součástky řízené polem, takže jev rekombinace
nosičů náboje u nich nevzniká. Tento fakt umožňuje stavbu zesilovačů, jejichž SR
je až 300 V/m s, jinými slovy s výkonovou šířkou pásma až několik Mhz, jak je
dobře popsáno v [7].
Přechodové zkreslení
Žádná
zesilovací součástka se nechová ideálně. Převodní charakteristika IVÝSTUP/UVSTUP
není nikdy lineární. Nelinearita je obzvláště velká v začátku převodní
charakteristiky a to u všech druhů součástek. U dvojčinného koncového stupně,
pracujícího v třídě B, se tento jev projeví jako tzv. přechodové zkreslení.
Přechází-li zesilovací součástka z otevřeného stavu do uzavřeného, sníží se
vodivost ještě dříve, než výstupní napětí prochází nulou. Zpětná vazba se snaží
tento stav eliminovat a stejnou měrou začne zvyšovat řídící napětí. Protože ale
v tomto okamžiku zesilovač pracuje v oblasti největšího SR (U / t), musí smyčka
zpětné vazby reagovat velmi rychle, což snadno zvládne na nízkých kmitočtech,
ale podstatně hůře na kmitočtech vysokých. Při velmi malých proudech navíc klesá
mezní kmitočet tranzistoru a více se uplatňuje zpětnovazební kapacita CB, čímž
se popsaný jev ještě zvýrazní.
Přechodové zkreslení se proto potlačuje
zvolením vhodného klidového proudu, jehož velikost volíme tak, aby součástka
pracovala v lineárnější části charakteristiky (třída AB). Jeho velikost je
zpravidla několik desítek mA u tranzistorů bipolárních, až několik stovek mA u
tranzistorů řízených polem. Někteří výrobci volí tento proud ještě podstatně
větší, i když ne tak velký, jak by odpovídalo čisté třídě A (např. zesilovače
známé firmy Mark Levinson). U nich je jeho velikost zvolena tak, aby výkonové
tranzistory pracovaly v nejlineárnější části charakteristiky, kde mají současně
i nejlepší dynamické parametry.
Protože výstupní součástky pracují ve velkém
rozsahu teplot, uplatní se v třídě AB velmi znatelně teplotní závislost
klidového proudu ICE a IDS. V zesilovači proto musíme zavést vhodnou teplotní
vazbu do obvodu, který tento proud řídí. Konkrétní řešení závisí na vlastním
zapojení a použitých součástkách, případně na mechanickém provedení přístroje.
Nelze je proto přesně specifikovat, záleží spíše na zkušenosti konstruktéra.
Paralelní a sériové řazení výstupních součástek
Paralelní řazení použijeme tehdy, chceme-li dosáhnout výkonů větších než asi
100 W, nebo chceme-li zvětšit spolehlivost zesilovače (viz SOAR).
Použité
součástky musíme vždy vybírat, jejich převodní charakteristika UVSTUP/IVÝSTUP by
měla být co nejpodobnější, aby proudové a výkonové zatížení bylo stejnoměrně
rozloženo.
Velmi snadno lze vybírat tranzistory řízené polem. Jejich
převodní charakteristika má skoro přesný kvadratický průběh, zvýšení vstupního
napětí na dvojnásobek zvětší výstupní proud na čtyřnásobek. Samozřejmě to
neplatí na začátku charakteristiky, kdy je závislost odlišná. U výkonových
tranzistorů řízených polem začíná kvadratická závislost již od několika desítek
mA proudu IDS , stačí proto tranzistory vybrat podle napětí UGS při IDS=100 mA.
Měřit můžeme staticky, jak ukazuje obr. 5.
Všechny elektrody musíme zablokovat kondenzátory, neboť
součástka je velmi náchylná k oscilacím (obzvláště typy N). Měřit při větších
IDS musíme ovšem na charakteroskopu, protože v tomto případě se uplatní teplotní
závislost IDS . Při statickém měření se tranzistor ohřívá a měření není přesné.
Jak jsem ale uvedl, je to celkem zbytečné, což mám ověřeno měřením několika
desítek tranzistorů 2SK/2SJ. Malé tolerance v konkrétní aplikaci dále vyrovnává
záporný teplotní koeficient proudu IDS. Ještě jedna praktická poznámka: Starší
typy by měly být vybrány v toleranci maximálně 100 mV UGS při IDS 100 mA,
novější typy, které mají větší strmost, v toleranci 50 mV při stejném proudu.
Máme-li k dispozici alespoň 10 kusů, nečiní výběr problém, neboť výrobní
technologie je zřejmě velmi dobrá a napětí UGS kolísá od 0,7 do 1,1 V staticky
rozloženo kolem Gaussovy křivky (tranzistory 2SK134).
Obtížněji se vybírají bipolární tranzistory, neboť
jejich strmost (UBE / ICE ) je podstatně větší. Vybírání podle proudové ho
zesilovacího činitele nelze použít, protože v typickém zapojení výkonového
zesilovače jsou zapojeny jako emitorové sledovače a jsou tedy řízeny napěťově,
ne proudově (na proudovém zesilovacím činiteli teoreticky tedy nezáleží).
Jediné, co by mělo být v tomto případě dodrženo, je přibližně stejný klidový
proud všech paralelních tranzistorů, výběr proto spočívá v co nejmenší toleranci
UBE při proudu ICE asi 50 mA, tedy takovém, jaký bude v praktické aplikaci.
Vyvážení proudů při proudech větších se provádí zmenšením strmosti
tranzistorů pomocí záporné zpětné vazby, tvořené malým emitorovým odporem.
Velikost tohoto odporu volíme jako kompromis mezi dobrým rozdělením proudů v
jednotlivých tranzistorech (čím větší R, tím lépe) a celkovou účinností
zesilovače (čím menší R, tím lépe). Typická velikost kolísá mezi 0,1 ohm až do
asi 0,5 ohm. Úbytek napětí na tomto odporu se přičítá k saturačnímu úbytku UCE ,
ale dá se říci, že dobrý bipolární tranzistor i s takovýmto relativně velkým
vyrovnávacím (balastním) odporem má přesto stále lepší účinnost než průměrný
FET. Ještě kritičtější je ovšem problém výběru tranzistorů v Darlingtonově
zapojení.
Sériové řazení
Potřebujeme-li
zesilovač většího výkonu nebo máme-li větší zatěžovací impedanci, potřebujeme
zesilovač napájet vyšším napětím. Nemáme-li k dispozici tranzistory s dostatečně
velkým závěrným napětím, můžeme použít zapojení sériové. Jediná teoretická
nevýhoda této koncepce je součet saturačních napětí UCE, ale to prakticky vůbec
nevadí, protože tranzistory s nižším závěrným napětím mají zpravidla velké
povolené kolektorové proudy a saturační napětí malá. Velikou výhodou je posuv
pracovních podmínek do nižších oblastí SOAR, jinými slovy zvětší se zpravidla
spolehlivost přístroje. Typické zapojení ukazuje obr. 6.
Dělič napětí volíme tak, aby napětí U1 bylo: U1 = U / 2
+ 2 UBE.
Poměr R2 a R3 volíme tak, aby střídavé napětí na T3 a T4 bylo
stejné. Pro větší výstupní výkony můžeme ještě výkonové tranzistory zapojit také
paralelně, pak ovšem platí stejné zásady, jako při prostém paralelním řazení
(vyrovnávací odpory).
Proudová zatížitelnost
Poslechovými testy se během let zjistilo, že příznivější hodnocení mají
přístroje schopné dodat podstatně větší výstupní proud, než jaký by odpovídal
výpočtu z napájecího napětí a jmenovité zátěže. Příčin tohoto jevu je několik:
První z nich je časté nedodržení jmenovité impedance reproduktorové soustavy
mnoha výrobci. Špatně navržená výhybka může způsobit pokles impedance na
některém kmitočtu, což může při hudebním signálu iniciovat proudovou pojistku
zesilovače, který přejde krátkodobě do ostré limitace, uchem velmi dobře
rozeznatelné. Při měření na jmenovité impedanci nezjistíte žádnou chybu, ve
spojení s takovou soustavou se ovšem zesilovač “nelíbí“, aniž si ovšem
uvědomíme, co je toho příčinou. V této souvislosti nutno ovšem poznamenat, že
nedodržování jmenovité impedance nebo uvádění větší než je skutečná, je oblíbená
praxe hlavně méně solidních výrobců. Nejčastěji takto šidí zákazníky výrobci
“muzikantských“ reproduktorů, protože tímto způsobem se zdánlivě zvětší
citlivost reproduktoru. Uvede-li například výrobce jmenovitou impedanci 8 ohm,
zatímco skutečná je 6 ohm, pak při povrchním měření, kdy měříme akustický tlak
při příkonu 1 W, spolehneme se na údaj výrobce a na reproduktor přivedeme
odpovídající střídavé napětí, naměříme potom větší akustický tlak, neboť příkon
je ve skutečnost větší. Důsledkem tohoto podvodu může být i zničení
reproduktoru. Uvádí-li například výrobce maximální příkon 200 W/ 8 ohm a
uživatel použije zesilovač tohoto výkonu, pak v případě nižší impedance, kdy je
zesilovač zpravidla schopen dodat větší výkon, se začnou přetěžovat reproduktory
a tím se podstatně zkrátí jejich životnost.
Druhým problémem, a myslím si,
že velmi podstatným, je komplexní charakter zátěže. Žádná skutečná zátěž nemá
totiž pouze reálný charakter, ale i složku kapacitní a indukční (kapacita
přívodních vodičů, jejich indukčnost, impedance výhybky hlavně v oblasti
dělících kmitočtů). Potřeba výstupního proudu je jasně patrná na příkladu
kapacitní zátěže v sérii se zátěží reálnou (obr. 7).
S1 a S2 představují výstupní výkonové tranzistory,
které střídavě spínají napětí zdroje do zátěže. Nebude-li v obvodu zapojen
kondenzátor, bude velikost výstupního proudu dána vztahem : ± IVÝST = ± U /
(RVÝST + R2).
Při zapojení kondenzátoru je výstupní proud: ± IVÝST = (+U + | -U
|) / (RVÝST + R2),
nebo-li přesně dvojnásobný! I když v praxi se tento případ nikdy nestane,
je často zřejmé, že zesilovač musí být schopen dodat minimálně dvojnásobný proud
než jaký odpovídá jmenovité zátěži, případně, že na tento proud by měla být
navržena proudová pojistka. Tato úvaha, spolu s kalkulací použití nejmenovitých
zatěžovacích impedancí vedla výrobce špičkových přístrojů k použití velkého, na
první pohled nesmyslného počtu výstupních tranzistorů.
Z hlediska výstupního
signálu se zesilovač na vysokých kmitočtech chová jako indukčnost, výstupní
proud se zpožďuje za vstupním napětím. Bude-li mít zátěž kapacitní charakter,
může se výstup chovat jako sériový resonanční obvod a zesilovač se rozkmitá. Z
tohoto důvodu musíme zátěž od výstupu oddělit tlumivkou s malou indukčností s
paralelním rezistorem, která zmenší “Q“ resonančního obvodu pod kritickou mez.
Ze stejného důvodu musíme zpravidla před i za tlumivku ještě zařadit sériové
členy RC (známé “Boucheroty“). Jakost tlumivky musí být co nejlepší (musí mít
malý ss odpor), aby se nezvětšovala výstupní impedance zesilovače na nízkých
kmitočtech. Tlumivka musí být proto zhotovena z co nejtlustšího drátu a musí být
vzduchová, neboť jakékoliv jádro (jak železné, tak feritové) se velkými proudy
přesytí a tlumivka je pak zdrojem zkreslení, mnohdy většího než je zkreslení
samotného zesilovače.
Poslední dobou je věnována velká pozornost odolnosti
zesilovače na průnik vf signálu. Výstupní impedance zesilovače je velmi malá na
nízkých kmitočtech. Představíme-li si ovšem výstupní obvody tak, jako by v sérii
s výkonovými tranzistory byly zapojeny indukčnosti, je patrné, že vf signál má
přístup i do smyčky zpětné vazby. Přívody k reproduktorovým soustavám tvoří
vlastně potencionální anténu (zvláště u PA systémů, kde mohou být i několik
desítek metrů dlouhé). I když je “vnucený“ vf signál velmi malý, může v interní
struktuře způsobit různé intermodulace, které se mohou projevit zvětšeným
zkreslením nf signálu.
Výstupní filtr RLC, představující pro vf signály
značný útlumový článek, může proto tento jev účinně potlačit (vhodné je
samozřejmě výstupní tlumivku umístit co nejblíže reproduktorovým zdířkám).
Ještě větší pozornost musíme věnovat i průniku vf signálu do vstupu, kam
musíme proto zařadit odpovídající filtr RLC nebo RC. Mezní kmitočet tohoto
filtru volíme ovšem ještě podle jednoho kritéria. Jak jsem již popisoval,
dochází při buzení zesilovače vysokým kmitočtem ke vzniku příčného proudu a ani
rychlost přeběhu není nekonečná, takže při vysokých kmitočtech a velkých
výstupních úrovních nastává proudová limitace výstupního obvodu. Aby tento jev
nevznikal, nesmí být strmost vstupního signálu, který odpovídá plnému výstupnímu
napětí, větší, než je zesilovač schopen zpracovat. Jinými slovy, kmitočtová
charakteristika zesilovače jako celku musí být stejná při všech výstupních
úrovních. To, že někteří výrobci uvádějí kmitočtovou charakteristiku při výkonu
asi 1 W, která je zpravidla širší než výkonová šířka pásma (oblast plného
výkonu), je evidentní chyba. Takový zesilovač se nebude chovat dobře, jeho
zkreslení SID (Slewing Induced Distortion – zkreslení vnucenou rychlostí
přeběhu), jak se toto zkreslení nazývá, bude veliké. Volba vstupního filtru je
jednoduchá. Změříme kmitočtovou charakteristiku, při které je zesilovač schopen
dodat plný výkon bez znatelného zkreslení. Ta sahá u dobře navrženého zesilovače
zpravidla do několika set kilohertzů, mezní kmitočet filtru ale zvolíme poněkud
nižší (nesmíme zapomenout ani na Rg předpokládaného zdroje signálu).
Ochranné obvody
Při zkratu na
výstupu na výstupu, při nedodržení zatěžovací impedance a při komplexní zátěži
se mohou přetížit výstupní obvody. Každý zesilovač musí proto obsahovat ochranný
obvod. Jeho návrh, který by splňoval podmínku správné funkce ve všech režimech,
je ovšem velmi obtížný.
Nejmenší problémy z jištěním jsou u elektronkových
zesilovačů. Elektronky mají v důsledku své konstrukce limitovaný výstupní proud.
Nebezpečné je pouze překročení povolené anodové ztráty při déletrvajícím zkratu,
proto stačí pouze zapojit do přívodu napájení tavnou pojistku, jiné ochranné
obvody se, pokud vím, v elektronkových zesilovačích nepoužívají.
Snadno lze
proudovou pojistku vyřešit u tranzistorů FET, ale jen u typů s relativně velkým
RDSON. Při znalosti typické velikosti řídícího napětí UGS pro maximální IDS lze
výstupní napětí omezit patřičnou Zenerovou diodou.
Zde ještě malé odbočení.
Výkonové tranzistory VMOS mají typické maximální napětí UGS asi ± 14 V (typy
2SK134/2SJ49) nebo ± 20 V u novějších typů. Toto napětí se nesmí za žádných
okolností překročit, neboť izolační vrstva hradla je velmi tenká, snadno se
vyšším napětím prorazí a tranzistor se zničí. Zenerova dioda není na čipu
zpravidla integrována, protože díky svému, byť malému svodovému proudu zmenšuje
vstupní odpor a v aplikacích, kde řídící napětí nemůže překročit povolenou mez,
je zbytečná.
Při použití ve výkonovém zesilovači je situace ovšem odlišná.
Řídící napětí (měřeno proti zemi) může mít až velikost napětí napájecího. V
okamžiku zkratu výstupu na zemní potenciál řídící napětí (v případě, kdy není
nijak omezeno) zcela spolehlivě překročí povolenou mez. Většina výrobců si je
toho samozřejmě vědoma a zapojení Zenerovou diodu obsahuje.
Díky zápornému
teplotnímu koeficientu a relativně velké ploše čipu je impulsní zatížitelnost
těchto součástek značná. Typická velikost špičkového proudu, zaručená výrobcem,
je zpravidla čtyřnásobkem proudu jmenovitého. Je zajímavé, že firma Hitachi u
svých tranzistorů impulsní proud neuvádí (alespoň mě se nepodařilo tento údaj
nikde nalézt), lze se ale dočíst, že například 100 W tranzistor 2SK134 má
impulsní ztrátu 400 W nebo že tento tranzistor bez destrukce “snese“ (samozřejmě
opět jen impulsně) teplotu čipu až 300 stupňů Celsia.
Starší typy
tranzistorů jsou díky těmto vlastnostem, plus díky relativně velkému RDSON,
který omezuje výstupní proud, poměrně odolné k nešetrnému zacházení, proto jim
postačí k ochraně jen zmínění Zenerova dioda. Novější typy s malým RDSON by
ovšem měly být navíc vybaveny ochranným obvodem, pracujícím stejně jako při
použití bipolárních tranzistorů.
Bipolární tranzistory, vzhledem ke svému
poměrně malému saturačnímu napětí a velké strmosti, nutně vyžadují zařazení
obvodu, který způsobí proudovou limitaci, obzvláště jsou-li buzeny ze zdroje
napětí. Problematika návrhu takového obvodu je ovšem velmi složitá a pokud je mi
známo, není dodnes do detailu vyřešena.
Uvažujeme-li pouze reálnou zátěž, je
návrh jasný a snadný. Obvod je zpravidla konstruován tak, že v sérii se zátěží
je zařazen malý rezistor, úbytek napětí na něm vyhodnocuje patřičný obvod, který
od jisté velikosti úbytku způsobí omezení budícího napětí. Podmínkou správné
činnosti je, aby vyhodnocovací obvod měl hysterezi, aby se nerozkmitával při
náběhu a odběhu z funkce.
Při reálné zátěži, kdy je výstupní napětí i proud
ve fázi, je funkce obvodu jasná. Při komplexní zátěži, kdy mezi nimi vzniká
fázový posuv, je odvození funkce pojistky z výstupního proudu nedostatečné.
Pojistka by v tomto případě měla vyhodnocovat nejen výstupní proud, ale i
výstupní napětí, případně i jejich fázový posuv, což je problematika velmi
složitá, která by vyžadovala samostatný článek. K tomu se ovšem necítím
dostatečně fundován. Velmi slušný rozbor problému najdete v [8]. Jak se zdá,
výrobci, spíše než aby tento problém řešili do detailu, předimenzují výstupní
obvod, což je ale pochopitelné, neboť kritérií pro návrh je více a stoprocentní
funkčnost za všech okolností ani není možné vyřešit.
Zpětné vazby
Každý výkonový
zesilovač má v interní struktuře několik (pravidla záporných) zpětných vazeb.
Jejich úkolem je zlepšení dílčích vlastností jednotlivých stupňů, byť třeba na
úkor celkového zesílení naprázdno. Dřívější návrhy postupovaly tak, že hlavním
kritériem bylo právě zesílení naprázdno a předpokládalo se, že o to více pak
parametry zlepší celková zpětná vazba. Tato koncepce se ukázala chybná. Takto
navržené zesilovače se poslechově “nelíbily“, neboť o to hůře se chovaly v
případném nelineárním režimu (viz vznik tranzientního zkreslení).
Optimalizace návrhu vyžaduje slušné konstruktérské a obvodářské znalosti,
velmi dobré přístrojové vybavení, nebudu je proto detailněji popisovat. Velmi
dobrý rozbor této problematiky najdete v [9], [10]. Pro ilustraci po jakých
detailech lze při návrhu jít, uvedu příklad volby zpětnovazebního rezistoru. Při
měření zkreslení se u špičkových přístrojů (se zkreslením pod 0,01%) zjistilo,
že některé vykazovaly zvětšení zkreslení pod kmitočtem asi 100 Hz, ačkoliv se
zde rezerva zesílení naprázdno nikterak nezmenšuje. Příčina byla prostá, bylo to
pouhé výkonové dimenzování zpětnovazebního rezistoru. Ačkoliv byl dimenzován
tak, aby jeho ztráta nebyla překročena ani při maximálním výstupním napětí, jeho
malá tepelná setrvačnost a s ní spojené nepatrné změny jmenovitého odporu,
stačily způsobit změny zesílení i během jedné půlperiody, tedy nelinearitu
(zkreslení). Z uvedeného příkladu vyplývá, že je nutné tento rezistor
několikanásobně výkonově předimenzovat (oproti vypočtené zatížitelnosti).
Musím se ještě zmínit o jednom druhu zpětné vazby. Ve výkonovém zesilovači
je prakticky skoro nemožné dokonale tepelně svázat tranzistory vstupního obvodu,
případně je vybrat tak, aby jejich zesilovací činitel byl naprosto stejný.
Výsledkem je napěťový posuv výstupního ss napětí, který se s teplotou mění. Není
sice nijak velký, protože ze ss hlediska je zpětná vazba stoprocentní, existuje
nicméně zapojení, které i tento malý nedostatek napraví.
Princip spočívá v
použití monolitického operačního zesilovače, který má zpravidla velmi malý
výstupní posuv, do ss smyčky záporné zpětné vazby výkonového zesilovače.
Operační zesilovač je zapojen jako integrátor s velmi nízkým mezním kmitočtem
(řádově jednotky Hz i méně), který proto vyhodnocuje prakticky jen ss napětí na
výstupu zesilovače a svým výstupem řídí některý ze vstupů řízeného zesilovače.
Protože zesilovač může teoreticky pracovat jako neinvertující i invertující a
stejně tak i integrátor, nabízejí se ovšem čtyři varianty zapojení, obr. 8a až
d.
Nejčastěji se používá zapojení podle obr. 8b. Dolní
mezní kmitočet zesilovače je dán mezním kmitočtem integrátoru, který vypočteme
ze vztahu: fd = 1 / (2¶ * R1*C1), přičemž musí platit R1C1 = R2C2. Pro
dostatečně nízké kmitočty a současně a současně přijatelné rozměry kondenzátorů,
vychází odpor řádově jednotky MW . Z tohoto důvodu musíme na místě integrátoru
použít OZ velmi velkým vstupním odporem, tedy zpravidla takový, který má ve
vstupním obvodu tranzistory řízené polem.
Doplňkové obvody výkonových zesilovačů -
Symetrický vstup
Symetrické vstupy a výstupy se
používají v profesionální zvukařské praxi (a obecně ve sdělovací a spojové
technice) již řadu let. Po zavedení digitálního záznamu začíná pronikat tento
způsob propojení i do přístrojů pro domácí použití. Kromě větší složitosti, a z
ní plynoucích větších nákladů, má tento způsob dvě veliké výhody.
První z
nich je podstatně větší odolnost proto pronikání rušivého pole do vstupu
zesilovače. Umístíme-li dva souběžné vodiče do homogenního rušivého pole, bude
se do nich indukovat rušivé napětí stejné velikosti a fáze. Po přivedení tohoto
napětí na dva vstupy zesilovače, z nichž jeden fázi neotáčí a druhý ano, bude
toto napětí (v případě, kdy mají tyto vstupy absolutně stejné zesílení a stejnou
fázovou charakteristiku) po sečtení v následujícím stupni zcela potlačeno.
Přenášený signál bude zesílen, neboť má v obu vodičích opačnou fázi.
Druhou
výhodou je možnost galvanického oddělení zemního potenciálu spojovaných
přístrojů. Protože obecně platí, že zemní potenciál dvou přístrojů není nikdy
dokonale stejný,, prochází při normálním propojení zemním vodičem vyrovnávací
proud. Pracovní zem přístroje nemá nulový odpor, průchodem vyrovnávacího proudu
je zemní potenciál vstupního obvodu návazného přístroje modulován (nejedná se
totiž jen o ss proud, ale i o “zbytky“ síťového kmitočtu a jejich násobky, což
způsobí, že se brum přenese i na vstup a je pak dále náležitě zesílen.
Problematika je ještě složitější i přístrojů první bezpečnostní třídy, které
mají kostru a zpravidla i pracovní zem připojenou na ochranný vodič.
Připojíme-li dva takovéto přístroje, vytvoří se smyčka, do které se indukují
rozptylová pole transformátorů a silových rozvodů. Problematika propojování a
zemnění je dobře popsána v [11].
Optimálním řešením je proto použití
vazebního transformátoru, neboť ten všechny uvedené problémy řeší beze zbytku.
Vyrobit ovšem transformátor, který má přenášet kmitočty od 20 do asi 100 kHz
(při dostatečné vstupní impedanci), je velmi obtížné a je proto velmi drahý.
Druhou možností je použití symetrického
(“přístrojového“) zesilovače, jehož nejčastější zapojení ukazuje obr. 9.
Při
pečlivém návrhu a použití přesných součástek je toto řešení symetrického vstupu
skoro stejně dobré ( z hlediska zemních smyček) jako oddělovací transformátor. V
některých ohledech je i lepší (šířka pásma, vstupní impedance).
Indikační obvody
Indikace
velikosti nějaké veličiny má smysl pouze tehdy, je-li mám naměřený údaj k něčemu
dobrý. V této souvislosti mě osobně jakékoliv “měření“ výstupního výkonu
zesilovače připadá nesmyslné, neboť z celé dynamické škály mě zajímá pouze ten
bod, kdy se výstupní napětí dostane do limitace. Protože člověk je ale tvor
hravý, kterému se líbí věci blýskavé i barevné, výrobci komerčních přístrojů
vybavují často i zesilovače různými pseudoukazateli výstupního výkonu, zpravidla
velmi ošizenými. Ošizenými proto, že v naprosté většině ukazují jen výstupní
napětí zesilovače. Jsou kalibrovány zpravidla jen pro reálnou zátěž a jmenovitou
(zpravidla větší) zatěžovací impedanci, měli by se proto spíše nazývat
indikátory vybuzení. Mají snad pouze jakési opodstatnění u PA systémů, kde bývá
zesilovačů více a indikátor slouží pro srovnání vzájemných citlivostí (jsou-li
použity různé zesilovače).
Výrobci špičkových přístrojů, sloužících
především znalcům, většinou ukazatele výstupního výkonu nepoužívají. Je-li
zesilovač nějakým vybaven, pak pouze indikátorem limitace. Limitaci, nebo-li
stav, kdy se špičkové výstupní napětí blíží napětí napájecímu, lze indikovat
velmi snadno. Nejlepší je ten způsob, kdy se výstupní napětí a napětí napájecí
přivede na vstupy komparátoru (samozřejmě přes dělič napětí). Po logickém
sečtení výstupních napětí dvou takových komparátorů, z nichž každý hlídá jednu
polaritu napětí, a po následném prodloužení impulsu (velká setrvačnost oka)
monostabilním klopným obvodem získáme při použití rychlých komparátorů precizní
indikátor limitace, schopný “zachytit“ i velmi krátké špičky.
Ochrana reproduktorů
Prorazí-li se
výstupní tranzistor, objeví se na výstupu plné napájecí napětí. Reproduktorem
protéká ss proud, který zpravidla (leště dříve než se přepálí tavná pojistka v
přívodu napájení) reproduktor spolehlivě zničí. V každém zesilovači se musí s
touto možností počítat, musí proto obsahovat obvod, který zátěž v tomto případě
okamžitě odpojí. Nejprimitivnější, nicméně funkčně zcela dostačující řešení
ukazuje obr. 10. Jediným nedostatkem je to, že obvod lze použít jen u zesilovačů
s větším výkonem, které mají napájecí napětí větší, než je zapalovací napětí
použitého diaku.
Lepší řešení je použití výstupního relé. Řídící obvod
relé může mít, kromě ochrany před ss napětím, ještě další funkce. Při zapnutí
přístroje, kdy se ustalují pracovní body, může například zesilovač kmitat nebo
mít na výstupu ss napětí, což jsou ony známé rázy v reproduktoru u zesilovačů
mizerných kvalit. Řídící obvod musí proto ještě pracovat tak, že zátěž připojí
až chvíli po zapnutí a okamžitě odpojí při vypnutí (ještě dříve než se stačí
vybít filtrační kondenzátor). Do funkce ochranného obvodu můžeme zahrnout i
tepelnou pojistku, hlídající teplotu chladičů.
Měkký náběh zdroje
V okamžiku
zapnutí vznikne (vlivem magnetizačního proudu transformátoru a nenabitého
filtračního kondenzátoru zdroje) velký impulsní odběr, který je tím větší, čím
více se průběh síťového napětí v okamžiku zapnutí blíží 90 nebo 270 stupňům
periody. U zesilovačů většího výkonu (asi od 200 W na kanál), jejichž síťový
transformátor a filtrační kapacity jsou již značně velké, může být proudový
náraz tak silný, že způsobí výpadek běžného 10 A jističe v síťovém rozvodu.
Vnitřní odpor velkého transformátoru takovýchto zesilovačů je tak malý, že jeho
zkratový příkon může dosáhnout několik kW, jinými slovy nabíjecí proudy
filtračního kondenzátoru dosahují desítek ampérů. Tento proud je zpravidla větší
než maximální proud povolený výrobcem, což vede ke značnému snížení životnosti
kondenzátorů, neboť se časem přepálí vnitřní přívod k elektrodám.
Z
popsaných důvodů je bezpodmínečně nutné zesilovač většího výkonu vybavit
obvodem, který proudový náraz zmenší. Často se proto používá předřadný odpor na
primární straně transformátoru, který je po chvíli zkratován, zpravidla pomocí
relé. Velikost odporu je kompromisem mezi velikostí proudového nárazu (čím větší
R, tím menší I) a velikostí druhého proudového nárazu, který vznikne zkratováním
(čím menší R, tím menší I). Výhodou tohoto řešení je jednoduchost a cena,
nevýhodou onen druhý proudový náraz.
Druhý způsob spočívá v použití fázově
řízeného triaku, který je postupně otevírán v rozsahu 0 až 90° , případně 180 až
270° periody. Po úplném náběhu je pak zkratován pomocí relé, aby nezpůsoboval
rušení. Výhodou je naprosto plynulý náběh s minimálním proudovým rázem,
nevýhodou větší složitost a cena obvodu.
Literatura:
[1] Tanaka, S. :
“New Biasing Circuit for Class B Operation”
Journal of Audio Engineering
Society, 1981, str. 148-152
[2] Hawksford, M. J. :”Distortion Correction in
Audio Power Amplifiers”
Journal of Audio Engineering Society, 1981, str.
28-30
[3] Hawksford, M. J. :”Distortion Correction Circuits for Audio
Amplifiers”
Journal of Audio Engineering Society, 1981, str. 503-510
[4]
Borbely, E. : “A 60 W Mosfet Power Amplifier”
The Audio Amateur, 2/1982
[5] Borbely, E. : “Third – Generation Mosfets: The Servo 100”
The Audio
Amateur, 1/1984
[6] Borbely, E. : “Third – Generation Mosfets: DC-100”
The Audio Amateur, 2/1984
[7] Alexandr, M. : “A Current – Feedback Audio
Power Amplifier”
An Audio Engineering Society Preprint: Presented at the
Convention 1990 March 13-16, Montreux
[8] Holman, T. : “New Factors in Power
Amplifier Design”
Journal of Audio Engineering Society, 1981, str. 517-522
[9] Borbely, M. : “High Power Hhigh Quality Amplifier, Using Mosfets”
Wireless World, 3/1983, str. 69-75
[10] Cordell, A. R. : “MOSFET Power
Amplifier with Error Correction”
Journal of Audio Engineering Society, 1984,
str. 32
[11] AR B 6/84, 1/85
Na závěr:
Těm z Vás, které toto
pojednání inspirovalo natolik, že vážně uvažují o stavbě některého z přístrojů
starší řady zesilovačů DPA (110, 220, 330, 380, 440 a 880) musíme s politováním
sdělit, že pro firmu DPAudio se jedná o již historickou záležitost. Z toho
vyplývá, že firma nedisponuje pro případnou stavbu žádnými DPS ani stavebními
návody, či jinými komponenty.
autor: Pavel
Dudek
Fotogalerie k tomuto článku je
k nahlednutí ->  viz.červený pumprlik v titulku
článku
Pozn. HiFimarkert.cz :
technické parametry, typová označení
konkrétních modelů stejně jako zmiňované ceny chápejte pouze ve vztahu k datu
vydání článku!
|
|
VELMI DOBRÝ Hodnotilo 17 lidí. 
603
42 75 41 
606
44 42 47
vodafone 608 55 28 24
